0 引言

　　PWM變換器的控制技術(shù)是風力發(fā)電技術(shù)的核心技術(shù)之一，本文設(shè)計的PWM變換器是基于PI調(diào)節(jié)器的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，并對提高網(wǎng)側(cè)PWM變換器抗擾動性能的前饋控制策略進行了研究。采用改進的前饋控制策略，對于負載擾動和電網(wǎng)電壓三相平衡跌落，具有很好的抗干擾能力。

1 PWM變換器的數(shù)學模型和控制框圖

1.1 PWM變換器d-q軸下的數(shù)學模型^〔1〕

圖1 PWM整流器主電路

　　將三相靜止對稱軸系中PWM整流器的一般數(shù)學模型經(jīng)坐標變換后，即得到VSR的dq模型，可解決對時變系數(shù)微分方程的求解，便于對參量解耦及獲得控制策略。坐標系及矢量分解如圖2所示，其中(d, q)軸系以電網(wǎng)基波角頻率ω同步逆時針旋轉(zhuǎn)。

圖2 坐標系及矢量分解

　　根據(jù)幅值不變原理，進行矢量分解。經(jīng)推導，可得同步旋轉(zhuǎn)(d, q)軸系下的PWM整流器數(shù)學模型：

(1-1)

式中 e_d, e_q——電網(wǎng)電壓E的d, q軸分量；

u_d, u_q——VSR交流側(cè)電壓矢量U的d, q軸分量；

i_d, i_q——VSR交流側(cè)電流矢量I的d, q軸分量。

1.2 PWM整流器的控制策略^〔2〕

　　三相VSR控制系統(tǒng)設(shè)計采用雙閉環(huán)控制，電壓外環(huán)主要控制三相VSR直流側(cè)電壓穩(wěn)定在指定值，電流內(nèi)環(huán)按照電壓外環(huán)輸出的電流指令對有功無功電流進行控制，在同步旋轉(zhuǎn)(d, q)軸系下電流控制器跟蹤參考電流產(chǎn)生合適的參考電壓。然后，參考電壓矢量被轉(zhuǎn)換到三相靜止軸系中，產(chǎn)生PWM脈沖，驅(qū)動開關(guān)。

(1) 電網(wǎng)電壓定向矢量控制

　　選取d軸與電網(wǎng)電壓矢量E重合，則d軸表示有功分量參考軸，而q軸表示無功分量參考軸。此時，電網(wǎng)電壓的q軸分量e_q為零。為了實現(xiàn)單位功率因數(shù)，無功電流分量i_q的參考值i_q*設(shè)為零。

　　VSR雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。

圖3 VSR雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

　　由式(1-1)可以看出，變換器交流側(cè)電流的d, q軸分量存在著相互耦合，無法對電流的d, q軸分量進行單獨控制，給控制器設(shè)計造成一定困難。為此，可采用前饋解耦控制策略，對u_sd, u_sq進行前饋補償。當電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器，則指令電壓可以計算為

(1-2)

式中 i_q*, i_d*——電流i_d, i_q的指令參考值。

(2)電流內(nèi)環(huán)的前饋解耦控制

　　VSR電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

圖4 VSR電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖

　　由于電流的d, q軸分量具有對稱性，i_d, i_q控制器可以使用相同的參數(shù)，因此主要對i_d控制器進行設(shè)計。由圖4可以看出：PI調(diào)節(jié)器的輸出補償了交流側(cè)電感和電阻上的電壓降；控制器采用電流d, q軸分量的解耦項抵消了VSR系統(tǒng)中電流d, q軸分量的交叉耦合項；電網(wǎng)電壓的前饋分量抵消了VSR系統(tǒng)中電網(wǎng)電壓的影響。

　　解耦后，被控對象簡化為交流側(cè)電感，控制量為流過電感的電流。顯然系統(tǒng)為線性系統(tǒng)，可以采用線性控制理論進行控制器設(shè)計。

1.3 改進的前饋控制策略

　　VSR的傳統(tǒng)控制方式下只有 d 軸電流可供控制，致使負載突變時動態(tài)響應(yīng)受到限制^[23]。當負載電流i_L變化時，首先使直流輸出電壓U_dc偏離設(shè)定值，然后通過電壓調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)，減小直到消除U_dc同設(shè)定值之間的差，系統(tǒng)重新進入穩(wěn)態(tài)?？梢?，負載電流i_L對于整個控制系統(tǒng)而言是一個外部擾動信號。根據(jù)控制理論，前饋控制可以消除擾動對系統(tǒng)的影響，引入前饋控制后能克服電壓調(diào)節(jié)環(huán)調(diào)節(jié)速度慢的不足，從而改善系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)，減小負載擾動對系統(tǒng)的影響。

　　忽略三相VSR橋路自身損耗和開關(guān)器件的開關(guān)損耗，則三相VSR交流側(cè)有功功率P_ac應(yīng)與橋路直流側(cè)功率P_dc相等。且e_q=0，穩(wěn)態(tài)運行時有

(1-3)

　　由于電流環(huán)具有快速的動態(tài)相應(yīng)，故可忽略電流環(huán)動態(tài)調(diào)節(jié)過程，則

　　　　　(1-4)

　　根據(jù)式(1-3)和式(1-4)可以推導出以下公式

(1-5)

(1-6)

式中 K_f'——負載電流與指令電流的比例系數(shù)，K_f'= i_d*/i_L；

K_f''——輸入電壓d軸分量與指令電流比例系數(shù)，K_f''=e_di_d*。

式(1-5)是負載電流前饋控制^[24]。由式(1-5)可以看出，母線電壓與電網(wǎng)電壓直接相關(guān)，因此負載電流前饋控制對電網(wǎng)電壓波動的抗干擾能力較差。

式(1-6)是輸入電壓的一種前饋控制^[21]。由式(1-6)可以看出，母線電壓穩(wěn)態(tài)時與電網(wǎng)電壓無關(guān)，對電網(wǎng)電壓的波動具有較強的抗干擾能力。但是，此時母線電壓與負載電流直接相關(guān)，對負載變化的抗干擾能力較差。

　　因此，本文采用了一種改進的前饋控制策略，對負載擾動和電網(wǎng)電壓的波動具有很好的抗干擾能力。令

(1-7)

把式(1-7)代入式(1-3)中，則

(1-8)

　　由式(1-8)可以看出，母線電壓穩(wěn)態(tài)時與負載和電網(wǎng)電壓都無關(guān)。負載或電網(wǎng)電壓發(fā)生變化時，前饋信號都能夠動態(tài)跟蹤變化，快速調(diào)整進線電流，維持輸入與輸出之間的功率平衡，從而維持母線電壓的穩(wěn)定。

　　VSR控制系統(tǒng)中電流參考信號i_d*由電壓PI控制器的輸出和前饋信號兩部分組成。改進的前饋控制框圖如圖5所示。

圖5改進的前饋控制方案

2 控制器的硬件設(shè)計

　　硬件控制電路是以TI公司的TMS320F2812為核心的控制板。其主要功能有采樣信號的調(diào)理，PWM脈沖的產(chǎn)生，D/A信號輸出，網(wǎng)側(cè)電壓過零點檢測等。

　　風力發(fā)電機組的核心控制由主控制系統(tǒng)和PWM變流控制系統(tǒng)共同實現(xiàn)，其中主控系統(tǒng)的作用是實現(xiàn)整機的控制，包括風速測量、功率計算、PWM變流系統(tǒng)的指令給定、變速變槳控制、所有接觸器的控制等，變流控制系統(tǒng)的作用是根據(jù)主控板提供的給定信號，分別向變流系統(tǒng)中的電機側(cè)逆變器、制動單元和并網(wǎng)逆變器發(fā)出相應(yīng)控制脈沖，使發(fā)電機的能量通過整流、和逆變后送入電網(wǎng)，在保持中間直流電壓恒定的同時，使逆變器輸出電流達到電網(wǎng)連接要求。

　　控制系統(tǒng)硬件框圖如圖6所示:

　　DSP外圍電路由以下幾部分成:

(1)電源及復(fù)位電路,此功能由TPS70351芯片實現(xiàn),該芯片可以輸出3.3V和1.8V兩種電壓,滿足DSP供電的需要。同時可以輸出復(fù)位信號,并可以接手動位按鈕。

(2) AD基準電路，2812芯片內(nèi)部自帶AD采樣的基準電路,可以滿足AD采集的需要,也可以利用電壓源和運放芯片產(chǎn)生1V和2V的信號提供給DSP,提高AD采集的精度。由于2812芯片只能接受0—3V的電壓信號,而信號調(diào)理板給DSP控制板的信號為雙極性信號,所以需要把信號抬高1.5V后再送給DSP。恰好可以利用DSP輸出的1V和2V信號給一運放芯片,把雙極性的模擬量輸入調(diào)整到0-3V之間。

(3)D/A輸出電路,采用并口16位DA芯片AD574。

(4)PWM輸出驅(qū)動和IGBT故障檢測電路。

(5)模擬量輸入調(diào)理電路，由差分放大器INA114和運放INA2137組成。

圖6 PWM控制器DSP控制板硬件框圖

3 軟件流程圖

　　控制系統(tǒng)軟件由主程序和兩個主要的中斷服務(wù)程序組成,主程序?qū)崿F(xiàn)軟件的初始化,初始化系統(tǒng)控制相關(guān)寄存器,I/O口初始化,定時器初始化,PWM波形輸出相關(guān)寄存器初始化,AD采集相關(guān)寄存器初始化，PI調(diào)節(jié)器參數(shù)初始化,中斷初始化等。系統(tǒng)包含兩個主要中斷服務(wù)程序,AD采集中斷主要負責模擬量的采集,主中斷服務(wù)程序?qū)崿F(xiàn)電壓電流的坐標變換,具體的變換過程可以參考控制框圖,軟件鎖環(huán)節(jié)保證變流器輸出的電壓電流同相位,實現(xiàn)單位功率因數(shù),SVPWM算法的采用保證了啟動電流波形沖擊小且THD值低?？刂葡到y(tǒng)的軟件流程圖見圖7。

圖7 系統(tǒng)軟件流程序圖

4 實驗結(jié)果

　　由圖8和圖9可以看出,本文設(shè)計的PWM變換器控制器實現(xiàn)了單位功率因數(shù),并且保證了直流母線電壓和逆變器輸出電流啟動平穩(wěn),無超調(diào),啟動電流沖擊小。

圖8 A相電壓和電流波形

圖9 直流母線電壓和一相電流波形

　　本文設(shè)計的PWM變換器控制器已經(jīng)成功運用于哈爾濱九洲電氣股份有限公司1.5MW風電變流器實際生產(chǎn)中,并取得了良好的經(jīng)濟效益和社會效益。

參考文獻：

1 苑國鋒, 柴建云, 李永東. 變速恒頻風力發(fā)電機組勵磁變頻器的研究. 中國電機工程學報. 2005, 25(8): 90~94

2 張興, 張崇巍. PWM可逆變流器空間電壓矢量控制技術(shù)的研究. 中國電機工程學報. 2001, 21(10): 102~109