多路輸出的開關(guān)電源因其體積小、性價比高廣泛應(yīng)用于小功率的各種復(fù)雜電子系統(tǒng)中。然而伴隨著現(xiàn)代電子系統(tǒng)發(fā)展，其對多路輸出電源的要求越來越高，如體積、效率、輸出電壓精度、負載能力（輸出電流）、交叉調(diào)整率、紋波和噪聲等。其中，交叉調(diào)整率是指當(dāng)多路輸出電源的一路負載電流變化時整個電源各路輸出電壓的變化率，是考核多路輸出電源的重要性能指標(biāo)。受變壓器各個繞組間的漏感、繞組的電阻、電流回路寄生參數(shù)等影響，多路輸出電源的交叉調(diào)整率一直以來是多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計重點。

       目前改進交叉調(diào)整率的方法可分為無源和有源兩類。有源的方法需要增加額外的線性穩(wěn)壓或開關(guān)穩(wěn)壓電路，雖然可以得到較高的交叉調(diào)整率,但卻是以犧牲電源的效率、成本為代價的，且從可靠性和復(fù)雜性也不如無源的方法好。提起無源交叉調(diào)整率優(yōu)化方法，有經(jīng)驗的工程師首先會想到輸出電壓加權(quán)反饋控制，其次如果選用反激電路還會通過優(yōu)化變壓器各繞組耦合以及優(yōu)化嵌位電路來進一步優(yōu)化交叉調(diào)整率，如果選用的是正激電路則會將各路輸出濾波電感耦合在一起來進一步優(yōu)化交叉調(diào)整率。可是當(dāng)以上優(yōu)化措施均已采用了，還是無法滿足設(shè)計要求時，通常只好無奈地添加假負載用效率來換取交叉調(diào)整率，或改選為成本較高的有源的優(yōu)化設(shè)計方案。

       下面介紹一種TDK-Lambda新型的改善交叉調(diào)制率的多路輸出解決方案，此方案可以使得用無源方法進一步提高交叉調(diào)整率。        如圖1所示，對于匝數(shù)相等的兩個輸出繞組（Ns1=Ns2），我們在兩個跳變的同名端跨接一個電容C1，這樣可以很好地改善交叉調(diào)整率。

圖1

       對于圖1所示的反激變換器，考慮其各繞組的漏感，可等效為圖2所示電路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分別繞組Ns1、Ns2和Np的漏感。

圖2

       由于Ns1=Ns2，在電源整個工作過程中，始終有Vs1=Vs2，所以電路可以等效為圖3所示，其中Is1和Is2分別為流過繞組Ns1和Ns2的電流。

圖3

       電源穩(wěn)定工作時，電感Lleak1和Lleak2兩端的平均電壓為0V，所以電容C1兩端的平均直流電壓也為0V。隨著電容C1容值的增大，電容上的紋波電壓會越來越小，所以Vo1會越來越接近Vo2，即電源的交叉調(diào)整率隨著C1容值的增大會越來越好。

       為了便于分析，我們做出如下假設(shè)：        1、 忽略電路中二極管的壓降，認為壓降為0V。        2、 電容C1的容值很大，使得C1和漏感Lleak1和Lleak2的諧振周期大于SW1的開關(guān)周期。        3、 Vo2輸出電壓為反饋檢測電壓，保持不變，Vo2負載較重，Vo1為輕負載，Vo1>Vo2。        基于上面假設(shè)，電源工作期間副邊各元件的電流將如圖4所示，Is1和Is2分別為流過繞組Ns1和Ns2的電流，Ip為變壓器原邊電流，ID1和ID2分別為流經(jīng)D1和D2的電流，Vc1是電容C1上的電壓。

圖4 注：本圖僅示意電壓電流的變化方向

       為了便于確定電路的初始狀態(tài)，我們以t5時刻作為電源工作周期的開始，在t5時刻二極管D1的電流變?yōu)?，電容C1上的電壓Vc1此時處于最高值，且有：Vo2 Vc1=Vo1

       在二極管D1截止后，副邊電路可進一步等效為圖5所示電路。因為Vs

圖5

       到t6時刻原邊開SW1關(guān)閉合后，Vs電壓被感應(yīng)為負值（如圖6所示）。在SW1閉合期間電源分兩個階段工作：變壓器電流由副邊繞組向原邊繞組換流（t6~t7）階段和變壓器儲能(t7~t9)階段。

圖6

       在t6~t7期間，ID2>0，二極管D2繼續(xù)導(dǎo)通，由關(guān)系式

       dIs1/dt=(Vs-Vc1-Vo2)/Lleak1?0

       dIs2/dt=(Vs-Vo2)/Lleak2?0

       可知，電流Is1和Is2都快速下降，直到t7時刻ID1=Is2 Is1=0時，二極管反向截止，副邊繞組向原邊繞組換流階段結(jié)束。

       在t7~t9階段，二極管D2反向截止，電流Is1與Is2大小相等，反向相反。

       Is2=-Is1

       電容C1與漏感Lleak1 Lleak2諧振放電，  由于變壓器副邊到原邊換流后Is2仍較大，所以Vc1很快在t8時刻有正電壓變?yōu)樨撾妷?，并反向充電，同時電流Is2=-Is1開始減小，直到t9（也就是t0）時刻SW1關(guān)斷。

       在t0時刻SW1關(guān)斷，變壓器進入由原邊向副邊的換流階段，Vs>Vo2>Vo2 Vc1(此時Vc1<0)，二極管d2開始，導(dǎo)通，電流is1和is2迅速增大，t1時刻is1由負變?yōu)檎⒔?jīng)c1和d2流向vo2（如圖7所示）。t2時刻換流結(jié)束，此時有< span="">

       Is1 Is2=Np/Ns2*Ip

       當(dāng)變壓器原邊電流向副邊換流結(jié)束后，Vs

       到t3時刻電容電壓充電到Vs=Vc1 Vo2，并且隨著Vc1的增加有Vs<Vc1 Vo2，所以從t3時刻開始，Is1開始減小，但仍繼續(xù)給C1充電，并經(jīng)D2流向Vo2。 

圖7

       t4時刻，二極管D1開始導(dǎo)通， 副邊電路又等效為圖3，電流Is1經(jīng)D1流向Vo1， C1電壓被嵌位在Vc1=Vo1-Vo2，而Is1繼續(xù)減小，直到t5時刻，Is1=0，二極管D1反向截止，電源完成一個開關(guān)周期的工作。

             圖8為SW1關(guān)斷期間副邊各支路平均電流流向圖。繞組Ns1和Ns2在輸出的平均電流分別為：         Is1=Io1 Ic1         Is2=Io2-Ic1

        由圖4中Vc1的波形可知，在開關(guān)SW1關(guān)斷期間，電容C1的電壓Vc1負變值為了正值，所以 Ic1>0， 所以可以得出：繞組間跨接電容C1后，在開關(guān)SW1關(guān)斷期間，輸出輕負載的繞組Ns1的實際負載加重了，而輸出重負載的繞組Ns2的實際負載減輕了，所以會使得交叉調(diào)整率得以改善。

圖8

       目前此方案已經(jīng)成功地應(yīng)用到了TDK-lambda 的CUT75系列產(chǎn)品上。

       以CUT75-522為例，電源使用環(huán)境如下：

       輸入電壓：85 ~ 265VAC或 120 ~ 370VDC。

       負載范圍：  5V: 0 ~ 8A;

                      12V: 0 ~ 3A;

                      -12V: 0 ~ 1A。

       工作溫度：-20 ~ 70℃。

       通過采在繞組間跨接電容，用無源的方法成功地將 12V和-12V的交叉調(diào)整率做到了?5%以內(nèi)。下面表1為電源在各種輸出負載情況下，實測的各路輸出電壓的最高值和最低值，以及基于實測值計算的交叉調(diào)整率。

表1

       同時因為在繞組間跨接電容，可以使得CUT75系列電源在滿足交叉調(diào)整率的情況下，能夠把電源內(nèi)部的假負載降到了幾乎為零，所以有效的提高了電源的效率，從而使得電源的體積可以做的更小。CUT75系列電源在輸入電壓200VAC時滿載效率實測值已經(jīng)做到了85%，比市場上同類產(chǎn)品提高了約5%，其體積自然也比市場上同類產(chǎn)品要小。

       市場上能夠滿足?5%交叉調(diào)整率的同類產(chǎn)品，多采用有源的方法來優(yōu)化交叉調(diào)整率， 而CUT75系列電源采用的是無源的方法，相比之下CUT75系列電源在可靠性方面更具優(yōu)勢。

CUT75系列電源實物圖

鄭重聲明：

此文章僅供學(xué)習(xí)使用，文章中講述的交叉調(diào)整率優(yōu)化方案TDK-Lambda公司已經(jīng)申請了專利，受法律保護，請勿侵權(quán)！